プログラム可能な利得トランスインピーダンス増幅器過負荷回復回路

专利摘要:
容量成分の漏れ電流を測定する装置を提供する。 容量成分の漏れ電流を測定する装置の実施形態を教示する。一実施形態では、第１段の増幅器を含み、第１段の増幅器の反転入力および帰還経路の帰還抵抗で、直列接続された容量成分からの入力を受け取るように構成される。帰還抵抗の抵抗値は、漏れ電流の予測値および対応する電圧出力に基づいてプログラム可能である。
公开号:JP2011516859A
申请号:JP2011503017
申请日:2009-03-13
公开日:2011-05-26
发明作者:マッカリー，ブランドン；ヨハンセン，ブリアン
申请人:エレクトロ サイエンティフィック インダストリーズ インコーポレーテッド；
IPC主号:G01R31-00

专利说明:

[0001] 本発明は、一般に、容量成分の検査に関する。]
発明が解決しようとする課題

[0002] コンデンサなどの容量成分を検査する公知の装置および方法において、この成分は、まず所望の電圧に充電される。次に、漏れ電流が測定される。漏れ電流によって範囲外となった値は、成分が不十分(faulty)であることを示す。]
課題を解決するための手段

[0003] 本願発明の実施形態では、容量成分の検査速度を上げる方法を提供する。このことは、自動化された大量生産工程において特に望まれている。特に、本願発明では、所望の検査を実行するために過負荷から迅速に回復する装置の実施形態を示す。
実施形態に係る発明の特徴について、以下に更に詳細に述べる。]
図面の簡単な説明

[0004] 本発明の一実施形態に係るトランスインピーダンス増幅器の概略図である。
本発明の他の実施形態に係るトランスインピーダンス増幅器の概略図である。
本発明のさらに別の実施形態に係るトランスインピーダンス増幅器の概略図である。
各段におけるプログラム可能な利得を示す図３に係るトランスインピーダンス増幅器の概略図である。
本願発明の実施形態を用いることが可能な電子部品ハンドリングマシン(electronic component handling machine)の平面図である。
図１に係るトランスインピーダンス増幅器に組み込まれる高速回復電流シンク(fast recovery current sink)の概略図である。] 図１ 図３
実施例

[0005] 本願明細書では、添付の図面に参照番号を付し、添付の図面において同様の部品については同じ参照番号を用いている。
マルチレイヤセラミックコンデンサ（ＭＬＣＣｓ:multi-layer ceramic capacitors）のような容量成分の漏れ電流を検査する場合、流れる電流の大部分は充電ダイオード(charging diodes)に流れ込むが、充電電流の一部をセンス回路に流す未充電の容量成分により、センス回路が耐えることのできる大電流がある。理想的には、いったん完全に充電されたら容量成分は電流を流さないことが望ましいが、実際には、漏れ電流が流れ、この電流の正確な測定値は容量成分の品質、特に絶縁抵抗の重要な基準になる。]
[0006] 従来より、このような検査は、それぞれの利得を有する一つ以上の演算増幅器（operational amplifier，op amp）を含む回路を用いて実行されている。演算増幅器には、演算増幅器が飽和状態になる前に、その入力信号を所定の構成においてどの程度まで大きくできるかという有限の制限がある。演算増幅器が飽和状態の場合、演算増幅器が動作範囲内にあり、正しい出力信号を出力することができるところに入力信号が減少するまで、演算増幅器の出力はその正または負の電源電圧で固定される。演算増幅器がどの程度早く飽和状態から抜け出すことができるかは、その出力電流を供給する能力、構成および負荷を含むがこれらに限定されないいくらかの要因のうちの一つの機能である。回路に複数の演算増幅器が含まれる場合、出力を飽和させる第１段の演算増幅器(first stage op amp)の入力の過負荷(overload)は、後段を同様に飽和状態にし得る。]
[0007] データ収集を検査する際に、速度が重要な場合は、正確なデータが所定の時刻に得られるように、および／または次のデータセットを迅速に得られるように、過負荷状態からの迅速な回復が望ましい。したがって、本願明細書に記載される本願発明の実施形態では、測定回路でこの種の過負荷を発生させていない。
図１は、本願発明の一実施形態に係るトランスインピーダンス増幅器(trans-impedance amplifier)を示す。図１は、定電流Ｉｉｎを供給する電流源１０を含む。電流源１０は、所望の出力値を与える本技術分野の当業者の知る限り、いかなる数の回路設計によっても実施可能である。例えば、電流源１０は、参照によって完全に本願明細書に組み込まれる、同一出願人による米国特許公開番号２００８／０２９０８７９Ａ１に記載されるように、プログラム可能な電流源に接続される可変電圧を供給する電圧源の組合せとして表すことができる。] 図１
[0008] 図１に、検査対象の容量成分、以下、被検査体２０（ＤＵＴ）を仮想線で示す。以下に追加して詳しく述べるように、このような多数の被検査体は、電流源１０およびトランスインピーダンス増幅器を含む測定回路へ接続されると、順に検査される。
ＤＵＴ２０は直列に電流源１０に接続され、ＤＵＴ２０を流れる電流は、抵抗器１４を介して電流センス増幅器(current sense amplifier)１２として配置される演算増幅器の反転入力(inverting input)に供給される。電流センス増幅器１２の非反転入力(non-inverting input)は接地される。Ｖｏｕｔから電流センス増幅器１２への反転入力への帰還(feedback)は、コンデンサ１８と並列接続される抵抗器１６によって行われる。抵抗器１６の値はＲｆである。] 図１
[0009] 電流センス増幅器１２の変換関数は、Ｖｏｕｔ＝−Ｉｉｎ＊Ｒｆであり、所定の入力電流に対し、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電流および抵抗値Ｒｆの数学的積であることを意味する。Ｒｆの抵抗値は、設計要件に基づいて選択される。例えば、測定された漏れ電流がＶｏｕｔで＋／−５Ｖを表す最大測定限界(full scale)において＋／−１ｍＡ間の値であると仮定する。５ｋΩのＲｆ値を用いることができる。最大測定限界は、用途に基づいて設計者によって定義される。Ｒｆ値のプログラミングについて、以下に図４に関して更に詳細に述べる。] 図４
[0010] 図２は、第１段として、図１の電流センス増幅器１２を有するトランスインピーダンス増幅器を含み、これに、非反転電圧増幅器２２として配置される演算増幅器の形で非反転利得の段(gain stage)を追加する。低いレベル信号をモニタリングする場合に、図２に示すような一つ以上の追加利得の段が必要となる場合がある。順に、第１の増幅器のＲｆの値を増加することができる。しかしながら、発明者らは、電流センス増幅器１２の演算増幅器が利得または帯域における限界に達すると、この解決策には問題があることを発見した。また、状況によっては、Ｒｆの抵抗値を小さく維持することで、システムのノイズ利得に役立てることができる。第２段の非反転電圧増幅器(second stage non-inverting voltage amplifier)による追加の増幅器により、同じロジックのアプリケーションが上述の第１段に関する範囲および最大測定限界値を決定することができる。] 図１ 図２
[0011] 図２において、第１段の出力すなわち電圧Ｖｉｎは、電圧増幅器２２の非反転入力に供給される。電圧増幅器２２の出力からその反転入力への帰還は、Ｒ３の抵抗値を有する抵抗器２４を介して行われ、この反転入力はＲ２の抵抗値を有する抵抗器２６を介して接地される。この利得段の変換関数は、Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＊（１＋Ｒ３／Ｒ２）である。上述のように、第１段の出力がＶｉｎの場合、第１段の変換関数はＶｉｎ＝−Ｉｉｎ＊Ｒｆとなる。したがって、既知の電流Ｉｉｎおよび所望の最大入力電圧Ｖｉｎおよび所望の最大出力電圧Ｖｏｕｔを用いて、適切な値をＲｆ、Ｒ３およびＲ２に設定することができる。例えば、測定される漏れ電流が（上記例のような＋／−１ｍＡではなく）＋／−１μＡの間であり、かつ最大測定限界が＋／−５Ｖを表す場合、Ｒｆの抵抗値は１．２５ＭΩに等しく、第２段の利得（１＋Ｒ３／Ｒ２）は４に等しい。] 図２
[0012] 第２段を非反転電圧増幅器２２として示すが、代わりに演算増幅器を非反転ユニティー利得バッファ(non-inverting unity gain buffer)として配置することができる。以下の図４に関して詳細に追加説明する。また、本願明細書の教示に基づき、必要に応じて複数段の増幅を含めることができる。] 図４
[0013] 図３は、図２に示す第１段および第２段を含み、これに、第２段の出力から第１段の反転入力までの追加の帰還回路を加えている。図３に示すように、第２の非反転利得段の電圧増幅器２２の出力が、連続する２つのツェナーダイオード２８(two back-to-back Zener diodes)に接続している。ツェナーダイオード２８は、抵抗器３０を介して直列に接地される。非反転バッファ３２として配置される演算増幅器は、ツェナーダイオード２８に続く。すなわち、ツェナーダイオード２８はバッファ３２の非反転入力に接続され、帰還経路３４はバッファ３２の出力とその反転入力との間に設けられる。バッファ３２の出力は連続する信号ダイオード(back-to-back signal diodes)３６に接続され、次に第１段の電流センス増幅器１２の反転入力に接続される。より詳しくは、図１および２の抵抗器１４は図３の抵抗器１４ａおよび１４ｂに置き換えられ、連続するツェナーダイオード２８、非反転バッファ３２および連続する信号ダイオード(back-to-back signal diodes)３６により構成される帰還回路は、抵抗器１４ａおよび１４ｂとの間のノード３８に接続される。] 図１ 図２ 図３
[0014] この回路では、所望かつ予測される範囲の入力電流により、前述のように各段の変換関数によって決定される線形に回路を機能させることができる。通常動作の間、Ｖｏｕｔはツェナーダイオードの導電電圧(turn on voltage)より低いため、連続するツェナーダイオード２８は帰還経路の電流の流れを阻止する。非反転バッファ３２には動きがないため、連続する信号ダイオード３６はノード３８から非反転バッファ３２の出力までの電流の流れを妨げる。しかしながら、回路への入力電流（すなわち第１段電流センス増幅器１２の反転入力への入力電流）が範囲外でかつその経路(rail)のいずれに対しても増幅器の出力を駆動するのに十分に大きい場合、電圧増幅器２２からの電圧出力Ｖｏｕｔはその電源経路(power supply rails)の方へ向かい始める。ツェナーダイオード２８を導電するのに十分の大きさであれば、Ｖｏｕｔがツェナーダイオード２８の制限電圧(clampingvoltage)となる。そして、この制限電圧は非反転バッファ３２へ供給され、高電流駆動容量を得るために選択されることが望ましい。バッファ３２から十分な電流が信号ダイオードに供給され、次にノード３８の電位を能動的に下げた後に、バッファ３２の出力からの電流が信号ダイオードに供給され導通し始める。このように電位が下がるに従い、電流センス増幅器１２による入力信号が減少し、増幅器はその入力で過負荷から回復し始める。]
[0015] 図３は、第２段の出力から第１段の反転入力への帰還を例示するが、図１で教示するように、図３の帰還回路は単一の段で構成することもできる。これは、通常は、少なくとも安定性の理由からあまり望ましくないが、可能ではある。また、図３の構成は、図４について述べたようにバッファに置き換えられている図２の非反転増幅器２２で構成することができる。] 図１ 図２ 図３ 図４
[0016] 回路トポロジ(circuit topology)における利得は、図４に示すようにプログラム可能である。図４において、第１段および第２段の両方の利得は、アプリケーションに応じてプログラム可能である。図３に示す構成に加え、図４は、電流センス増幅器１２用の２つの帰還回路に接続されるフィールドプログラマブルゲートアレイ(field-programmable gate array）（ＦＰＧＡ）５０を含む。より詳しくは、第１の帰還回路５２は、並列接続される抵抗器１６ａおよびコンデンサ１８ａを含み、第２の帰還回路５４は、並列接続される抵抗器１６ｂおよびコンデンサ１８ｂを含む。抵抗器１６に関して前述したように、１６ａあるいは１６ｂの値はＲｆである。２つより多い帰還回路を備えることが可能である。ＦＰＧＡ５０をプログラムし切り替え可能にする、すなわち制御信号１および２に応じて、第１の帰還回路５２あるいは第２の帰還回路５４のいずれかを使用可能にする。同様に、非反転電圧増幅器２２の抵抗器２６に接続されるスイッチ５６に対して任意に制御が行われる。スイッチ５６に切替えるための制御信号３の適用により、抵抗器２６（値Ｒ２を有する）の回路への接続と切断を切り替えることができる。当業者であればこの説明からわかるように、抵抗器２６を省略することにより、演算増幅器の構成を、非反転電圧増幅器２２から非反転ユニティー利得バッファ(non-inverting unity gain buffer)へと変更することになる。出力信号Ｖｉｎを増幅する必要がないときに、この構成は役に立つ。図３に関する説明のように、第２段は必要に応じて完全に省略することができる。] 図３ 図４
[0017] 本実施形態における制御信号１、２および３は、さまざまな入出力接続に加え、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）、キープアライブメモリ（ＫＡＭ）、中央演算処理装置（ＣＰＵ）等を含むマイクロコンピュータにより供給される。図５に関して後述するアプリケーションでは、例えば、容量成分の大きさと対応する最大限界電圧に依存する予測される漏れ電流等の情報をユーザが含めることによりセットアップメニューを提示することを含めて、マイクロコンピュータが上述の検査を行うようにソフトウェアプログラムを実行する。マイクロコンピュータは、このメニューに応答し、ＦＰＧＡ５０およびスイッチ５６に供給される制御信号１、２および３を介して利得をプログラムすることができる。当然のことながら、ＦＰＧＡ５０の機能は、一つ以上のハードウェアコンポーネントにより実現できる。いかなる数の固体スイッチを用いても、スイッチ５６を実現することができる。] 図５
[0018] 回路トポロジにおいてプログラム可能な利得を有することにより、回路を含むいかなる計量器(meter)も広い動作範囲を有することができるようになる。例えば、測定能力は、分解能(resolution)を有する＋／−１ｍＡから＋／−２００ｐＡまでの漏れ電流値をとり得る。このような正確な測定が求められる場合、この作業はＲｆ、Ｒ３およびＲ２の固定値だけを用いて実現するのは難しい。この範囲を複数の領域に細分化することにより、関係するハードウェアにとってこの作業を容易なものになる。これらの範囲の中で、Ｒｆ、Ｒ３およびＲ２の抵抗値は、上述したように、各範囲に最大測定電圧および第２段に利得値を定めることによって割り当てることができる。広い動作範囲が計測器に必要な場合、電流センス増幅器１２のＲｆの抵抗値および増幅器２２の利得は、望ましくはプログラムされる。次に、範囲と関係なく、回路に対する入力電流が電流センス増幅器１２で過負荷を引き起こすのに十分なほど大きい場合、増幅器２２の出力をツェナーダイオード２８の導電電圧に向けて駆動する。いったんその電圧に達すると、帰還回路が起動し、増幅器１２または２２自体が行う場合よりも高速に線形範囲に戻るように回路に作用し、電流センス増幅器１２の出力電圧と増幅器２２の利得の積がツェナーダイオードの導電電圧を下回ると、ターンオフする。回路は、その線形範囲に戻る。]
[0019] 上述のように、漏れ電流値の範囲が予測される場合は、その範囲を細分化し、各範囲に基づいてプログラム可能な利得を制御することが望ましい。以下の表は、本願発明のプログラム可能な利得教示に基づくアプリケーションの一例として、漏れ電流の４つの異なる範囲の値を示す。]
[0020] ]
[0021] これらの範囲は、３２４ｋΩの値のＲｆを抵抗器１６ａと関連付け、２０ｋΩの値のＲｆを抵抗器１６ｂと関連付けることにより、図４の実施形態において実現することができる。そして、これらの値はＦＰＧＡ５０によって選択的に切替えることができる。利得が４となるように、例えば、Ｒ３の値は３ｋΩで、Ｒ２の値は１ｋΩとなるように、抵抗器２４および２６の抵抗値を設定することになる。次に、増幅器２２の利得は、所望の範囲に応じて１と４との間でゲ利得変更するように、スイッチ５６により選択的に切替えることができる。] 図４
[0022] 図１−４のいずれかに示す回路は、容量成分を検査するためのいかなる数のアプリケーションにおいても独立型の(stand-alone)検査機器の一部として実現することができる。トランスインピーダンス増幅回路は、電流源とは別の装置においても実現することができる。次に、本特許出願の譲受人である、オレゴン州ポートランドの“Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ”社から入手可能な“５４ＸＸ”電源のモデル等、電流源はプログラム可能ないかなるコンピュータ制御の電流源とすることもできる。トランスインピーダンス増幅回路の特に望ましい使用方法の１つは、比較的短期間で高容量の電子部品を検査する電子部品ハンドラ(electronic component handler)である。これらハンドラは“Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ”社で売られる製品を含むが、これに限定されるものではない。“Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ”社は“モデル３５００”として販売される高容量ＭＬＣＣ検査器を含むがこれに限らず様々な電子部品ハンドラを販売する。] 図１
[0023] １つの電子部品ハンドリングマシン(electronic component handling machine)は、“ＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＣｉｒｃｕｉｔ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｈａｎｄｌｅｒ”という題名を共通に割り当てられた米国特許番号５，８４２，５７９において例示され、参照によって完全に本願明細書において組み込まれる。図５は、電子回路部品ハンドラ１００の全体の絵画図を示す。ハンドラ１００は、ローディングゾーン(loading zone)１３０を定めるローディングフレーム(loading frame)１１２と、検査ゾーン１１５を定める複数の検査モジュール１１４と、ブローオフゾーン(blow off zone)１７０を定めるブローオフ(blow-off)１６０を有する。動作時には、電子部品は、ローディングゾーン１３０のローディングフレーム１１２を通過し、真空により検査板（完全には図示せず）上の検査座台１２４に個々に取り込まれる。検査ゾーン１１５の部品を検査後、部品はブローオフゾーン１７０へ移動し、ブローオフ１６０は真空を解除し、検査結果に基づいて部品を分類する。] 図５
[0024] 詳細に図示していないが、本願発明の実施形態および電流源１０を別々に実現する場合、検査ゾーン１１５で各部品を検査するために、検査モジュール１１４に電気的に接続される。すなわち、試験座台１２４にある部品は、検査モジュール１１４を用いて検査ゾーン１１５で多数の検査を受ける。例えば、ＭＬＣＣが検査される場合、通常は、データが、例えば、静電容量、散逸係数および絶縁抵抗に基づき供給される。検査から得られるデータは、次に、許容範囲に従って部品を分類して欠陥のある部品を見つけるために用いられる。]
[0025] 簡単に上述したように、動作時に、充電されていないコンデンサが検査を受ける際に、ここでは、検査座台１２４に置かれ、充電電流および充電電圧がＤＵＴ２０に印加され、個々の製造業者の求める要件に従って順番に順次検査が実施される。絶縁抵抗（ＩＲ）試験に関して、電流源１０からＤＵＴ２０への充電電流を印加した結果、大電流となり、トランスインピーダンス増幅回路に過負荷が生じ、電流センス増幅器１０の過負荷を引き起こす。ＤＵＴ２０が充電されていくにつれて、電流センス増幅器１２の反転入力で観測される電流は減少し始める。しばらくすると、電流センス増幅器１２への入力が漏れ電流となる。測定された漏れ電流は、ＤＵＴ２０の絶縁抵抗を表す。電流センス増幅器１２および、該当する場合は電圧増幅器２２の回復時間は、使用時には図３の各段および帰還回路のために適切に利得を選択することにより最小化される。ＤＵＴ２０が大きな値のコンデンサであるときに、漏れ電流は比較的高いが、回復時間が短かいことは特に重要である。回復が完了する前に、すなわち過負荷が終了する前に測定が行われる場合、この測定結果は、実際の漏れ電流でなく測定回路回復に対する応答を取り込んだものであるかもしれない。高速検査において、このことは危険度が高い。] 図３
[0026] 最初の過負荷および結果として生じる回復時間に関する課題は、絶縁抵抗（ＩＲ）検査の前に実行される他の検査によって複雑になることもあり得る。そのような検査の１つは、接点確認検査である。接点確認検査は、ＤＵＴ２０のように検査を受ける部品が、検査場所に正しく到着したことを確認するために行われる。１つの公知の実施方法によれば、１ボルトのピーク間高周波正弦波がＤＵＴ２０で発生し、結果として生じるＡＣ電流を計測し、ＤＵＴ２０の存在を示す予め定められた閾値と比較する。本願発明の実施形態に係るトランスインピーダンス増幅回路とは別のセンス回路が共通の入口(common entry point)からこの測定を実行する。充電電圧をこのように用いることは、図１−３のいずれかの回路に過負荷を生じさせることができる。ＩＲ測定の前に、どれくらいのソーク時間(soak time)が許容されるかによって、電流センス増幅器１２および電圧増幅器２２の迅速な回復が、この初期検査のために必要であると思われる。] 図１
[0027] 米国特許公開番号２００８／０２９０８７９Ａ１において教示される発明の概念は、付加的な利益を得るために、本願発明の教示とともに組み込まれてよい。図６は、米国特許公開番号２００８／０２９０８７９Ａ１の教示に従う迅速回復電流シンク(fast recovery current sink)４６を図１の測定回路へ任意に追加することを例示する。] 図１ 図６
[0028] 図６において、迅速な回復電流シンク４６は、ＤＵＴ２０および抵抗器１４の間のタップ(tap)６０に接続され、接地される。ダイオードクランプ(diode clamp)４０は並列に配置される２つのダイオード４２、４４により構成され、第１のダイオード４２のアノードおよび第２のダイオード４４のカソードが接地され、第１のダイオード４２のカソードおよび第２のダイオード４４のアノードがタップ６０に電気的に結合される。クランプダイオード４２、４４は、電流の戻り経路(return path)をＤＵＴ２０の充電電流に提供する。加えて、ＤＵＴ２０が電流源１０の電圧をクランプすることによって回路を短絡させる場合、クランプダイオード４２、４４は電流センス増幅器１２の入力保護を行う。トランスインピーダンス増幅回路の説明を簡略化するために図１−図４には図示していないが、クランプダイオード４２、４４が本願発明の各実施形態に同じように組み込むことができることに注意されたい。] 図１ 図４ 図６
[0029] ダイオードクランプ４０を介して並列接続される、米国特許公開番号２００８／０２９０８７９Ａ１のスイッチ７０は、ここではソリッドステートリレー(solid-state relay)によって実現される。一例として、カリフォルニア州エルセガンドの“Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ”社から入手可能な“ＰＶＧ６１２パワーＭＯＳＦＥＴ光起電力リレー”がある。ＤＵＴ２０が電流源１０によって充電される間に、コントローラからの制御信号４８はスイッチ７０をクローズする。次に、漏れ電流がトランスインピーダンス増幅回路によって測定される前に、スイッチ７０はオープンされる。]
[0030] 本願発明の教示を用いることにより、充電回路（シンク４６を含む）および米国特許公開番号２００８／０２９０８７９Ａ１に記載されている測定回路を使用可能および無効にするスイッチ間のタイミングを調節する必要がなくなる。漏れ電流が測定される前に、電流シンク４６がオープンするように切り替えられるので、その結果、電流センス増幅器１２の電位が変化する。したがって、使用時には、電流センス増幅器１２および電圧増幅器２２の出力が変化することになる。本願明細書において教示されるトランスインピーダンス増幅回路の過負荷回復部品は、いかなる電圧障害をも減らす際の助けとなり、電流シンク４６が切り替えられた後で、漏れ電流測定を迅速に実施することを可能にする。]
[0031] 大きい値のコンデンサを検査するときに、これらの教示の組合せは特に役立つ。これは、電流シンク４６が切り替えられる際に、トランスインピーダンス増幅回路全体の高インピーダンスにより、電流センス増幅器１２への入力の規模が即時に変化するからである。この入力の規模は、トランスインピーダンス増幅回路の入力インピーダンス値Ｒｉｎおよび電流センス増幅器１２の値Ｒｆに依存する。トランスインピーダンス増幅回路の電圧利得は、伝達関数Ｖｏｕｔ＝−Ｒｆ／Ｒｉｎに追随する。Ｒｆと同じ大きさである値がナノアンペアおよびピコアンペア測定に必要とされる場合、電流センス増幅器１２に対する最初の過負荷が起こり得る。トランスインピーダンス増幅回路の過負荷回復により、過負荷は迅速に解決する。]
[0032] 図６が図１のトランスインピーダンス増幅回路に接続される迅速な回復電流シンク４６を図示するが、図２−４において図示し解説するものを含み、迅速な回復電流シンク４６は実施形態のいずれにも組み込むことができる。
実働環境の容量成分漏れ電流測定では、精度および速度の両方を必要とする。過負荷回復を実行するトランスインピーダンス増幅回路の実施形態では、フロントエンド回路機構(front end circuitry)におけるいかなる初期の過負荷においても迅速な減少を可能にすることにより、検査される容量成分が完全に充電される時を過ぎた漏れ電流の測定の遅延を制限する。さらに、トランスインピーダンス増幅回路の実施形態を実施することは、実際の漏れ電流の代わりにその回復を反映するという計測により生じる危険性を減らす。] 図１ 図２ 図６
[0033] 上記した実施形態は、本願発明を容易に理解するために記載されたものであり、本願発明を制限するものではない。これに対し、本願発明は、添付の請求の範囲に含まれるさまざまな改良および均等な構成を含むことを意味し、法律のもとで許可されるすべての改良および均等な構成を包含する最も広い解釈が与えられる。]

权利要求:

請求項1
少なくとも一つの演算増幅器を含む容量成分の漏れ電流を測定する装置であって、反転入力で直列接続された容量成分から入力を受け取るように構成される第１段の増幅器と、前記第１段の増幅器の帰還経路にある帰還抵抗と、を備え、前記帰還抵抗の抵抗値は、前記漏れ電流の予測値と、前記第１段の増幅器の対応する最大測定限界電圧とに依存することを特徴とする装置。
請求項2
前記帰還抵抗はプログラム可能であり、前記帰還抵抗の前記抵抗値を複数の値のうちの１つにプログラムする手段をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の装置。
請求項3
前記第１段の増幅器の出力に接続される第２段の増幅器をさらに備え、前記第２段の増幅器はプログラム可能な利得を含むことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の装置。
請求項4
ユニティー利得からユニティー利得より大きい値へプログラム可能な利得を切替える手段をさらに備えることを特徴とする請求項３に記載の装置。
請求項5
前記第１段の増幅器の前記出力は、前記第２段の増幅器の非反転入力に接続されることを特徴とする請求項３に記載の装置。
請求項6
前記第２段の増幅器はプログラム可能な利得を含み、この改良は、ユニティー利得からユニティー利得より大きい値へプログラム可能な利得を切替えるように構成されるスイッチをさらに備えることを特徴とする請求項５に記載の装置。
請求項7
前記第２段の増幅器の出力から前記第１段の増幅器の反転入力の加算接合点への帰還経路をさらに備えることを特徴とする請求項６に記載の装置。
請求項8
前記帰還経路は、前記第２段の出力が規定の値の範囲を超えるまで、前記第２段の増幅器の前記出力から前記第１段の増幅器の前記反転入力の前記加算接合点への電流の流れを阻止する手段と、前記加算接合点から前記第２段の増幅器の前記出力への方向の電流の流れを制限する手段と、を備えることを特徴とする請求項７に記載の装置。
請求項9
前記規定の範囲は、前記第２段の増幅器の飽和電圧より大きい値を含むことを特徴とする請求項８に記載の装置。
請求項10
前記帰還経路は、前記第２段の増幅器の前記出力に接続される連続するツェナーダイオードと、前記連続するツェナーダイオードに接続される非反転入力を含むバッファ増幅器と、前記バッファ増幅器の出力と、前記第１段の増幅器の前記反転入力の前記加算接合点とに接続される連続する信号ダイオードと、を備えることを特徴とする請求項７に記載の装置。
請求項11
前記第１段の増幅器の出力から前記第１段の増幅器の前記反転入力への帰還経路をさらに備え、前記帰還経路は、前記第１段の増幅器の出力値が前記第１段の増幅器の飽和を示すときに、前記反転入力への入力を減少させるように構成されることを特徴とする請求項１に記載の装置。
請求項12
前記第１段の増幅器の出力に接続される第２段の増幅器と、前記第２段の増幅器の出力から前記第１段の増幅器の前記反転入力への帰還経路と、をさらに備え、前記帰還経路は、前記第２段の増幅器の出力値が前記第２段の増幅器の飽和を示すときに、前記反転入力への入力を減少させるように構成されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の装置。
請求項13
前記プログラム可能な帰還抵抗器を、第１の値から、前記漏れ電流の前記予測値および前記第１段の増幅器の対応する最大測定限界電圧に依存する第２の値に切り替えるように構成されるプログラム可能な装置をさらに備えることを特徴とする請求項１２に記載の装置。
請求項14
前記第１段の増幅器の前記反転入力に接続されるダイオードクランプをさらに備えることを特徴とする請求項１２に記載の装置。
請求項15
直列接続された容量成分に接続される電流源をさらに備えることを特徴とする請求項１２に記載の装置。